异军突起！成都理工团队提出新一代单光子雪崩二极管（APD）+8个并JFET+CsI(Tl)伽马能谱仪电子学架构

以下为从原稿提取的辅助阅读文字；符号、公式及识别差异请以“图文原稿”为准。

免责声明：本文仅供核电子学与辐射探测领域学术交流与技术分享之用，所涉及的实验数据、图表及结论均引自公开发表的学术论文（Radiation Measurements 196 （2026） 107732），不代表笔者所在机构观点，不构成任何产品推荐或工程应用担保。转载请注明出处。https://doi.org/10.1016/j.radmeas.2026.107732。在v能谱仪的传统认知里，Csl（TI）（铊激活碘化铯）闪烁体因光产额高、密度大、温度适应性好而被广泛用于核医学、空间探测及环境辐射监测。但长久以来，它与光电倍增管（PMT）耦合的系统受限于PMT在550nm处量子效率仅约7%，且在高计数率下存在增益漂移、体积大、需高压供电等痛点，能量分辨率往往卡在6%~7%@662keV难以突破。近日，成都理工大学胡传皓等人在Radiation Measurements上发表了一项非常"硬核"的模拟前端+数字脉冲处理工作—一用大面积Hamamatsu S8664-1010 APD（量子效率@550nm~84%）替代PMT，针对大面积APD结电容大（~300pF）、内部增益低（线性模式M~50~100）、噪声高的读出难题，专门设计了八并连JFET输入级的电荷灵敏前置放大器（CSP）实现电容匹配与高跨导，并配套开发了带对称零面积数字梯形成形（Symmetric Zero-Area Trapezoidal Shaping）的数字脉冲处理器（DPP），最终在137Cs661.7keV获得4.8+0.1%的能量分辨率，并在121Am 59.5keV、1~70kcps变计数率下能量分辨率仅从21.8%缓变至26.8%、峰位漂移极小。这是典型的“把模拟前端物理抠细+数字成形算法补刀”的组合拳，值得核电子学从业者细品。

contents lists available at ScienceDirec Radiation Measurements

ELSEVIER

ourtalnomepage.www.e.sevien.conwlocatevtadiea：

Performance optimization of energy spectrum measurement system based on CsI（TI） scintillator Chuanhao Hu wD©， Junhan Zhang'，Chengxiang Yang'， xi Ren'， Zheming Xing '， Jian Yang”，Guoqiang zeng wb©•The College of Niuclear Technology and Autoration Ergineering Chergtr Uninersity of Technologr. Sichuan, 610059, China APpiled Nuclear Jechntgucs an Geosimces key' koborato gf SEhaan Prowrke, Sicntaan, 01003%.Cnin

ARTICLEINHO

ABSTRACT Csltll sdntillators are widely used tor energy spectrum measurements due to their high light yed and excellen

Csu U scintilstoe

letection efficiency. Neverthekess, conventional systems besed on CsI（CT） coupled with phocomultiptier tuby

Avalanche photcdiode

PMTTs） ace ofen constrained by inasdog uate energy resolution. To addieess these challenges, an impeoved eners

nery spectum mesunemenl

liode （APD） to exoloit its hiah quantum efficiencv.a muitl-JFET fnont-end neadout for enhanced slanal-ro-nol Experimental evaluation demonstrated that the system achieves an pergy resclution of 4.8 + 0.1% @ 661.7 KeV. To investigate its stablity under variable couning cosditior contrast, under the same count ratce variation, the proposcd system exhibied an energy resolution change from 21.8=0.59 1026.8 + 0.6% @ 59.5 keV, with a peak chanpel shitt from 486 L0 424, denonstrating significantly

1.Introduction

large-area APD coupled with Csl（Tl）. For instance, the large-area APD has much lower intemal sain, larer junction capactor and highen

Cs（Tl） scintillators exhibit excellent rediation tolerance, high detec-

excess noise, which can make effective signal readout difficull. Addi-

non ecenc and wce tempere man em wdew

tonally, the decay tme ot Csitll） uminescence requires shaping am

used in various fiekds such as high cnergy physics, nuclcar medicine

plifers with longer shaping times, resulting in puise pileup and baselinc

2023; Lu ct al.， 2021; Imai, 2024; 2hao et al.， 2014）. Due to its ctfi-

Therefore, to address these challenges, this study investigates the

cient spectrum matching to Csl（Tl）， the avalanche phorodiode （APD）

readout circuit and digitlal puise processing technology, and develops an

Doasts a high quantum conversion crhciency, rendering it the optima. choice for Cst（Tl） measurement systemns reguiring high energy resolu-

optimized cnergy spectrum measurement svstem based on Cslt）scintilator. The measurement systern has several notable features. First，

L0n （Calaheas cl al.. 2020. Jin e dl.. 2ulo. Galdawinee. e al

1oce twawc ueakeacd A. D and acaeve a mea slsaal-0-L0s

2024）. Currently, researchers have conducted studies on systems for

ratio, a readout circuit based on multi-JFETS is designed. Sccond, to improve the energy resolution and throughput of the system, a digital

measuring the energy spectrum of a large-area APD coupled with Cs！（1）， eplonng the eltects or optical coupling, readout circults, shapers

pulse processor （DY） Ls developed that umpiements a diglta. symmet-

and others system performance factors （Kim et al.， 2008; Gascon et al.，

rical zero-area trapeaoidal shaper公众号•核衷科技

先谈探测器选型依据。文章表1对比了典型PMT（Hamamatsu R6231/R7724/R6233）、APD（S5344/S8664-50K/S8664-1010 10x10mm2） 与SiPM （onsemi / Hamamatsu）在Csl（TI）峰值发射波长550nm处的量子探测效率（QE/PDE）。PMT仅约7%，普通SiPM多在15%~39%，而所选大面积APD S8664-1010达84%—一光谱匹配优势极为显著，这意味着相同闪烁光子可产生更多光电子，从统计根源上降低光子统计涨落对能量分辨的贡献。但代价是：APD工作在线性模式而非盖革模式，内增益仅数十到一百余倍（远低于PMT的10°），且大面积APD结电容C_D可达数百pF（本文实测C_D+C_S~300pF），这给CSP设计带来两个核心挑战——①输入级放大器等效输入电容C_Ai需与C_D+C_S匹配以最大化电荷转移效率；②大C_D会压低开环增益并抬升输入端噪声，常规单JFET或运放输入级难以兼顾高g_m和低输入电容。

Table 1 Representative photodetectors for CsI（TI） readout. Type Model

size

Response

QE/PDE at

range （nm）

550 nm （%）

300-650

PMT Hamamatsu R6231

46 mm diameter

7

300-650

7

Hamamatsu R7724

46 mm diameter

Hamamatsu R6233

70 mm diameter

300-650

7

-

APD Hamamatsu S5344

3 mm diameter

200-1000

75

5 mm diameter

320-1000

77

Hamamatsu S8664- 50K

10×10 mm2

Hamamatsu S8664-

320-1000

84

1010

- 6×6mm2

300-950

15

SiPM onsemi MicroFC- 60035-SMT （C- series）onsemi MicroFJ-

6.07 × 6.07 mm2

200-900

19

60035-TSV（J- series）Hamamatsu

6x6 mm2

270-900

34

S13360-6050CS

6x6mm"

Hamamatsu

270-900

39公众号•核衷科技

S14160-6050HS

100

100

•-SiPM（Sensl-J）

— Csl（TI

90- -AAPD（S8664-1010）

-90

一PMT（R6231-100）80

-80

Quantum Efficiency（%）

Luminous Efficiency（%）

70

-70 -60

50

-40 -30

20

-20

10

•10

9960

65oa 200号750衷爾员支

350 400 450 500 550 600 Wavelength（nm）

图1.光电转换器的量子效率与碘化铯（掺铊）发光波长之间的关系

一Ao

Miller

Detector

—Caparcity

i-O TCATCs

CailTCi

图2. 前端读出电路模型

第二章的电路理论推导很经典但关键。电荷灵敏前置放大器的反馈密勒电容C_if=（1+Ao）C_f，总电荷Q在探测器结电容C_D、杂散C_S、放大器输入C_Ai与反馈等效C_if之间分配，电荷传输效率n=Q_if/Q=（1+Ao）C_f / ［C_D+C_S+C_Ai+（1+Ao）C_f］。当Ao ∞且 /（C_D+C_S）=VC_Ai（即C_AixC_D+C_S）时，n 最大值，理想情况下几乎所有电离电荷都积分到C_f上。问题来了：大面积APD的C_D+C_S~300pF，常规单颗JFET（如2N4416）输入电容仅数pF，严重失配=电荷被C_D”吃掉"=信噪比劣化。作者解法直截了当——将多颗相同JFET并联，使并联后C_Ai:IC_jfet逼近300pF，同时g_m=Zg_mjfet成倍增加=输入级等效跨导提升、带宽足够、噪声电流密度压低。

O+12V Bias

Ampiifier

Buffer

+HV（+390V）

Rar

Rpt

AD829AQ +I2V

AD848 +12V

Vo C

OP

上一

+

2N4416

OP⅛’

-12V ref

Ri -12V

GMD

GND

APDT

CA7D LRg

HGND|

Input

GMD

（a） Schematic of the readout circuit

16017G

公众号•核衷科技

（b） PCB of the readout circuit图3.读出电路和印制电路板的示意图

图4的实验扫描非常有说服力：搭建模拟APD的C_D可变测试平台（50~500pF），观测不同并联JFET数目n（1~8+）下的读出电路输出电压幅值。结果表明，对所有C_D值，n=8时输出幅度最高且线性度最好（Fig.4c是示n=1 vsn=8均近似线性但幅度差明显），继续增加并联数收益递减且引入额外偏置复杂度和可能的高频寄生。因此最终前端选用8对并联2N4416 N沟道JFET构成源极自偏置恒流源的共源输入级，满足C_Ai~300pF匹配条件且g_m最大化——这是本文模拟前端最值得借鉴的工程细节。

Equivalent Circuit

口a

of APD

Source

A Output

Pulse Rp

Readout circuit With Multi-JFETs

（a） Schematic diagram of the experimental circuit

0.4

1.0

Number of paralleled

JFETs

•n=1 y=1.073381x+0.016866 R2=0.9999929 n=8 y=1.962849x+0. 026917 R3=0. 9999999

0.8-

Output Amplitude（mV）0.3

Amplititude （a.u.）0.6

Value of Ca

0.4

50 pF 100 pF 200 pF 0.1

0.2

300 pF 500 pF

0.0-

0.0

2 4

10 12

50 100 150 200

Number of paralleled JFETs

Input Charge （fC）

（c） Output amplitude versus input charge fop airferent n 表科技

（b） Diagmam ofthe relationship between the number of paralleled JFETs and the output signal amplitude

paralleled JFETs

图4.实验示意图及实验结果

偏置级采用栅-源自偏置恒流源（R_S负反馈），抑制JFET参数离散、温漂和电源波动，确保输入级工作点稳定。CSP的反馈网络取C_f=0.5pF（高电荷-电压转换灵敏度，兼顾寄生电容影响），R_f=1G22（保证完全电荷收集且不过快放电导致堆积），输出缓冲级做差分成形再放大以避免高计数率下长拖尾致ADC过载——这些参数是标准但严谨的工程折衷。再看数字脉冲处理部分。CsI（TI）衰减时间长（~1000ns），传统高斯或单向梯形成形若取大成形时间工（常2~4us）以获取较好能量分辦，会在高计数率时发生脉冲堆积（pile-up）和基线漂移（baseline shift），致使全能峰展宽、峰位下移（传统系统文中测到峰位从481>276道、分辨从18.8%-84.7%@59.5keV, 70kcps）。本文DPP硬件含50MHz带宽、80MSPS 16bit ADC及嵌入式FPGA，核心算法是对称零面积双向梯形成形（Symmetric Zero-Area Trapezoidal Shaper）：先对CSP输出的RC指数脉冲做数字反卷积（deconvolution）恢复原始电流脉冲6（n）=Vin（n）+M［Vin（n）-Vin（n-1，其中M=1/Lexp（tc/t）-1］，tc为采样周期；再通过滑动加权求矩形函数hK（n），叠加构造梯形hT（n），再做对称相減得双极性零面积梯形h（n） h（n-2k m） h（n）。零面积特性使成形后脉冲正负面积抵消=对前后沿缓慢变化的基线漂移有极强抑制能力，且双极性波形便于做pile-up拒绝判别。Fig.7对比显示该成形器在堆积条件下明显优于高斯与常规梯形。

Signal Conditioning Circuit

Signal

Input

Gain DC offset•

Input Buffer Adjustment

Adjustment

16bit High-Speed

ADC

Energy FPGA spectrum

ADC Driver

80MSPS

High-speed

Embedded

analog-to-digital

Processing Cirouit

Conyersion Circuit

（a） Schematic of the DPP

（b） PCB of the DPP

图5. 数字脉冲处理器能谱测量硬件流程图

h‘（n）皿

6 （n）

土M+

ACC

Vin（n）

Z"

h（n）

h'（n）

+ h'（n）

ACC

Z（2ktm）7

核衷科技

Z-（2k+m）

图6. 对称零面积梯形成形器的递归实现方法

Original pulse signals

0.6 0.4 0.2

- Gausslan shaper

Normalized Amplitude

［ Trapezoidal shaper

8 SAAVMLIE7

Symmetrical zero-area shaper

表科540

Time（us）

图7. 不同成形器在高计数率下的仿真结果

Rad ioactireSoumce Cncid ent rays）

Sch tilator Convert the rnys

DPP

hto opthalskndks）

APD

M ult JET CSP

DPP

Convert op ttalskoaks

Readout the ehctrial

esdout地eenerBy

hto elctrialsignals）

signals ofAPD）

spectum）+按

图8. 能谱测量系统示意图

买验验证环节同样扎买。探测头为1cm Csl（Tl）+S8664-1010 APD（脂光学耦合），整套置于25°C屏蔽壳。Fig.9随机触发波形显示a粒子（241Am源荧光及a逃逸峰）与v（137Cs、60Co）信号SNR分别达189、27、47（幅值/RMS_noise），基线RMS_noise=4.05mV=等效输入端ENC~1.29x104 e「—一对大面积APD+300pF量级C_D而言属优良水平。能谱测试结果（Fig.10）：137Cs 661.7keV半高宽能量分辨率4.8‡0.1%；241Am 59.5keV为24.7‡0.5%；152Eu 121.78keV为28.6‡0.6%，拟合峰位与标准能量线性良好（Fig.11a），分辦随能量变化符合E^-½趋势（Fig.11b）。

+00

—$Co

Voltage（mV）

241Am Voltage（mV）

600-

200

400 200

0

60ww

T0000

2000 4000

$000 10000

4000

8000

Time（ns）

Time（ns）

（a）Waveforms excited by an alpha particle from an 241Am source

（b）Waveforms excited by a gamma ray from an ™Co source

400

10- I37c Voltage（mV）

200

-10

2000 4000 6000 8000 10000

1000 2000樱装科技000 Fime（ns）。

Time（ns）

（c）Waveforms excited by a gamma ray from an '7Cs source

（d）Baseline noise

图9.多种放射源激励下读出电路的波形

Counts 1

0. 1

200

400

600

800 1000

1200

1400

Energy（keV）

Normalized Counts 1 Tm

241Am

1

0. .01

200

400

600

800 1000

1200

1400

Energy（keV）

Normatied Counts 1

152Eu

0 1

公众号，核衷科技

0. 01

200

400

600

0

800 1000

1200

1400

图10. 采用多种放射源测得的能谱

800 Y=0.999428×+0.521 R'=0.99999

• E.R=28.6%@121.78keV

700

SEu @ 443.97kev

30•

E.R=24.7%（@59.54keV

152Eu@ 344.28keV

I37Cs @ 661.65keV

600 cak position（keV）

*E.R=14.5%@344.28keV

25 Resolution（%）

•E.K-11.9%/@443.97key

0t ms

• E.R=4.8%@661.65keV

1.78keV

20

4kev 300

Energy 15-

200 100

10

0

5

0 100 200 300 400 500 600 700 800

0 100 300 400 500 600

200

700

Eneres（ker），核衷科技

Energy（keV）

（a）Linear calibration of fitted peak position energies versus standard energies

（b）The Relationship Between Energy Resolution（E.R） and Energy

图11. 基于主光电峰高斯拟合的能量轴一致性校验与能量相关分辨率分析。

最关键的高计数率对比实验（241Am,1~70kcps）：传统梯形成形（T=2.2us，上升4uS，平顶1us）一峰道481 276，分辦18.8% 80.1%（文中摘要写84.7%系不同批次测量）；对称零面积梯形成形（同T，上升2HS，平顶0.6us） 峰道486-424，分辨21.8% 26.8%——峰漂减少约60%+，分辦恶化被压制在5个百分点以内。这直接证明了零面积数字成形对CsI（TI）长衰减时间+高计数率工况的适用性，也说明“好前端+好DPP算法“缺一不可。137Cs也有类似趋势但未如59.5keV明显（因高能峰统计性好、堆积影响相对小），作者也如实说明受实验条件限制。

ER-80.1070kcps

ER=26.8wer0kcps

4.5

0

ER=50.3%850kcps

ER=24.8%50kcps

0.5

4.5

ER=32.6%830kcps

ER=21.7630kcps

Normalizcd Counts

Noralizcd Counts

0.

4. 0

ER=30.2%25kcps

ER=22.0025kcps

0.

0.5

ER=24.7%©15kcps

ER=21.7%@15kcps

0.5

0.5

ER=18.8%e1kcps

ER=21.8%01kcps

0.5

0.5

①2200 400 HD 1OU0

200 400 800 1000

ADC chamnel

ADC channel（a）The cnergy spectrum measured

（b） Theenerey Apttrum 奶 技

by a trapezoidal shaper

by a symmetnic zero area traipezoidal shaper

图12. 不同计数速率下测得的能谱

很多文献回避大面积APD读出中C_D不匹配导致的n损失，本文用n=8 2N4416并联既满足C_Ai~C_D使电荷传输效率近极值，又通过g_m叠加压低串联噪声电压/（4kT•（1/g_m）），思路朴素但实验验证充分，对中低能v谱仪APD前端设计有直接参考价值。相比单纯拉大牺牲通量，或只靠模拟AC耦合（有相移/记忆效应），数字零面积成形在FPGA内实现且兼容反卷积恢复，是当前核电子学主流方向（CAEN、XIA等商用DPP也采用类似思路），本文给出具体参数与对照数据支撑。当然，本研究也有局限之处。APD增益温漂未在本工作中闭环补偿（仅25°C恒温测试），实际现场应用需温度反馈或双基准峰稳；ENC=1.29×104e 主要来自APD散粒噪声+JFET热噪声+闪烁光子统计——若换用更低C_D的小面积APD或SiPM（虽QE低但增益高可做PSD），分辨还能再探极限；另外对称零面积梯形对极低能X射线（<30keV）及极快闪烁体（如LaBrs:Ce）的参数优化需另行研究。整套系统体积小（无PMT高压模块）、磁场兼容（APD不受磁场影响）、功耗适中，适合便携式同位素识别仪、星载v谱仪、井孔测井等场景，4.8%@662keV的Csl（TI）+APD指标已接近部分小型Nal（TI）+PMT系统的上限甚至更优，证明该技术路线具备替代潜力。总体而言，这篇论文没有花哨的新名词堆砌，从探测器物理匹配 前端电路参数化设计-数字成形算法＞系统级变计数率验证形成完整闭环，数据详实（ENC、SNR、各核素分辨、峰漂曲线），图表面板清晰（表1器件参数、图4 JFET并联扫描、图7成形对比、图10-12能谱及计数率影响）。对于从事闪烁体谱仪研制、核电子学前端开发及数字脉冲处理算法实现的工程师与研究生具有良好借鉴意义。以上。

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